專利名稱：一種電流模式的dc-dc變換器的頻率補償裝置的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種頻率補償裝置，尤其是涉及一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置。
背景技術：
隨著電力電子技術的高速發展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入90年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入21世紀初年代開關電源(switch-mode power converter, SMPC)進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發展。目前，開關電源的控制方式根據電路采樣變量的不同，有單環控制和雙環路控制。 在DC/DC變換器中有兩個獨立的變量，即電感電流和電容電壓。僅采樣電容電壓即輸出電壓的為電壓模式控制；同時采樣輸出電壓和電感電流的為電流模式控制。在電壓型控制方式中，占空比D的變化只由輸出電壓的變化引起。當負載電流或者輸入電壓變化時，變換器必須先等輸出電壓相應的變化，然后延遲一個或者幾個開關周期后，調制占空比D，最后使輸出電壓穩定，這種延時使得其在瞬態響應時速度很慢。且在電壓模式中，LC輸出濾波單元引入了雙極點，其補償環路中需要加入一個零點，或者引入一個頻率更低的主極點。電流控制方式除了保留電壓控制方式的電壓反饋環外，還增加了一個電流反饋環，使占空比D 由誤差電壓和輸出的峰值電流共同決定。電流模式簡化了過流保護電路，保證了變換器工作的可靠性，同時降低了成本；且瞬態響應較快，線性調整率和負載調整率都很好。因此，一般電流控制模式在DC-DC變換器中應用更廣一些。 如圖1所示的是電流控制模式的DC-DC變換器的結構圖，該DC-DC變換器包括功率開關管、濾波電路單元、電阻反饋網絡、電流檢測單元、頻率補償網絡、PWM調制器和邏輯控制與驅動電路。其工作原理打下系統沒有上電時，輸出電壓V。ut和電感電流L均為0。 當系統開始工作，輸出端的反饋電壓I3Vait與基準電壓輸入頻率補償網絡的兩端，因為系統剛上電，此時頻率補償網絡可以看成一個比較器，且基準電壓遠大于反饋電壓，因此頻率補償網絡的輸出電壓Va上升至電源電壓；然后Va和電流檢測網絡檢測的電壓Vs輸入到 PWM調制器的兩端，輸出控制信號d (t)，控制邏輯驅動單元使開關管開啟，變換器開始電流給輸出電容充電，V-和L同是逐步增加。經過這樣幾個周期后，輸出電壓達到穩定。同時， 又由于DC-DC變換器采用負反饋控制，故由輸入電壓或者負載電流的變化所引起的輸出電壓變化都可以通過負反饋來調節，使輸出穩定。在電流控制模式的DC-DC變換器中，由于電流控制環和電壓控制環的使LC濾波器產生的一對復合極點分離成兩個極點ω 1和ω 2，從而影響了變換器的穩定性。根據負反饋系統的穩定性理論，當系統的增益下降到0時，其相移應小于180°，否則系統將會變成正反饋，使系統振蕩。為了使系統更穩定的工作，一般要求其相位裕度大于45°，所以為了使系統能穩定的工作，則必須使系統在單位增益帶寬內只有一個極點，故頻率補償是必不可少的。為了解決雙極點所帶來的不穩定性，一般常用的方法是采用主極點補償法。這種方法是在誤差放大器的輸出端接一個大的電容，從而在系統的傳輸函數中引入一個低頻主極點P1 = l/RaCc其中Ra為誤差放大器的輸出電阻，C。為補償電容。這樣其單位增益帶寬之前只有一個主極點P1，保證其在單位增益帶寬處的相位裕度為90°。然而傳統的主極點頻率補償方法限制了系統的瞬態響應。因為當輸出電壓因輸入電壓或者負載電流突變而變化時，則必須快速改變誤差放大器的輸出電壓Va，使PWM調制器給出調整后的占空比D使輸出電壓快速穩定。而Va的變化是經過誤差放大器對輸出端的大補償電容C。的充放電來實現的，顯然大的補償電容C。直接降低了 Va的變化速度，故系統的動態響應速度很慢。除此之外，大的補償電容不能集成，增大了整個電路的面積。在主極點補償中，要保證在單位增益帶寬內只有一個極點，則必須要使主極點的頻率很低，否則就可能讓極點O1進入GBW內，使系統不穩定。另一種方法是在主極點補償的基礎上，采取零極點抵消的方法來改善系統的穩定性，其原理是在補償電容C。之上加入一個串聯的電阻R。，這樣引入一個零點Ztl Z0 = 1/CcRc引入該零點的目的是抵消極點Q1，這樣讓系統的穩定性得到一定的改善。然而進一步分析可知，采用零極點抵消的方法也不能很好的解決系統的穩定性問題。因為負載電阻&的大小與負載電流成反比關系，則極點…就與負載電流成正比。即當負載電流變大時，極點Q1也變大；反之亦然。這樣零極點抵消的方法只能在某一固定的頻率下很好的補償系統。圖2給出了在不同負載電流情況下，同時采用主極點補償方法和固定零點抵消方法后系統的頻率響應。采用主極點頻率補償，雖然可以讓單位增益帶寬內只有一個極點，但是其缺點是帶寬很小，大的補償電容讓系統的瞬態響應速度很慢；采用零極點抵消補償的方法，在一定程度上提高了系統的帶寬，但是其缺點是只能在某一負載電流下采用很好的補償。
實用新型內容本實用新型主要是解決現有技術所存在的傳統的主極點頻率補償方法限制了系統的瞬態響應等的技術問題；提供了一種加快了頻率補償系統瞬態響應，且補償電容可直接集成到片內，節省了整個電路的面積的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置。本實用新型還有一目的是解決現有技術所存在的采用主極點頻率補償，雖然可以讓單位增益帶寬內只有一個極點，但是其缺點是帶寬很小，大的補償電容讓系統的瞬態響應速度很慢；采用零極點抵消補償的方法，在一定程度上提高了系統的帶寬，但是其缺點是只能在某一負載電流下采用很好的補償等的技術問題；提供了一種能夠產生一個隨著負載電流的變化而變化的動態零點，抵消極點ω 1 ；并且誤差放大器采用折疊式共源共柵的結構，能提供一個高的直流增益和大的輸出電阻，且只在運放的輸出端產生一個低頻主極點的一種電流模式的DC-DC變換器的 頻率補償裝置。本實用新型的上述技術問題主要是通過下述技術方案得以解決的[0018]一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于，包括依次連接的誤差放大器和頻率補償電路。
在上述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，所述的誤差放大器包括一差分輸入電路包括第一差分輸入PMOS管Ml、第二差分輸入PMOS管M2以及電流鏡PMOS管Mll ； 一共柵放大電路包括第一共柵NMOS放大管M3、第二共柵NMOS放大管M4、第三共柵NMOS放大管M5以及第四共柵NMOS放大管M6 ；一共源共柵電流鏡負載包括第一電流鏡PMOS負載管M7、第二電流鏡PMOS負載管M8、第三電流鏡PMOS負載管M9以及第四電流鏡PMOS負載管MlO。在上述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，所述第一差分輸入PMOS 管Ml的漏極連接到第三共柵NMOS放大管M5的漏極，柵極連接到反饋電壓，源極連接到電流鏡PMOS管Mll的漏極；第二差分輸入PMOS管M2的漏極連接到第四共柵NMOS放大管M6 的漏極，柵極連接到基準電壓，源極連接到電流鏡PMOS管Mll的漏極；第一共柵NMOS放大管M3的漏極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到第三共柵NMOS放大管M5的漏極；第二共柵NMOS放大管M4的漏極連接到第四電流鏡 PMOS負載管MlO的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到第四共柵NMOS放大管M6的漏極；第三共柵NMOS放大管M5的漏極連接到第一差分輸入PMOS管Ml的漏極，柵極連接到偏置電壓Vbl，源極連接到地；第四共柵NMOS放大管M6的漏極連接到第二差分輸入PMOS管 M2的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到地；第一電流鏡PMOS負載管M7的漏極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的源極，柵極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，源極連接到電源電壓；第二電流鏡PMOS負載管M8的漏極連接到第四電流鏡PMOS負載管MlO 的源極，柵極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，源極連接到電源電壓；第三電流鏡 PMOS負載管M9的漏極連接到第一共柵NMOS放大管M3的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb4， 源極連接到第一電流鏡PMOS負載管M7的漏極；第四電流鏡PMOS負載管MlO的漏極連接到第二共柵NMOS放大管M4的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb4，源極連接到第二電流鏡PMOS 負載管M8的漏極；電流鏡PMOS管Mll的漏極連接到第一差分輸入PMOS管Ml的源極，柵極連接到偏置電壓Vb 1，源極連接到電源電壓。在上述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，所述的補償電路包括一密勒電容控制單元包括補償電容C。以及N個頻率補償NMOS管即第一頻率補償匪OS管Mcl…第N頻率補償匪OS管McN ；一動態零點控制單元包括線性區的NMOS管Mm以及零點控制電壓電路。在上述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，所述第一頻率補償NMOS 管Mcl···第N頻率補償NMOS管McN的漏極均連接到上述誤差放大器的輸出端，柵極連接到偏置電壓Vb，源極連接到上述補償電容C。，所述NMOS管Mm的漏極連接到所述補償電容Ce， 柵極連接到零點控制電壓電路的輸出，源極連接地。在上述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，所述零點控制電壓電路包括一第一電壓-電流的轉換器包括運放Al、電阻R1、第一 NMOS管Mml以及第四NMOS 管 Mm4 ； 一第二電壓-電流的轉換器包括運放A2、電阻R3、第五NMOS管Mm5以及第八 NMOS 管 Mm8 ；一第一電流鏡包括第二 NMOS管Mm2、第三NMOS管Mm3以及運放A3 ；一第二電流鏡包括第六NMOS管Mm6、第七NMOS管Mm7以及運放A4 ；一采樣電阻R2;一控制電壓VC產生電路包括電阻R4、電阻Rs以及第九匪OS管Mm9。在上述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，所述運放Al的正負輸入分別連接第M NMOS管Mm的漏極和第一 NMOS管Mml的源極；第一 NMOS管Mml的漏極連接到第二 NMOS管Mm2漏極，柵極連接到運放Al的輸出，源極連接到電阻Rl ；第四NMOS管Mm4 的漏極連接到第三NMOS管Mm3漏極，柵極連接到運放Al的輸出，源極連接到采樣電阻R2 ； 電阻Rl的兩端分別連接到第一 NMOS管Mml的源極和地；所述運放A2的正負輸入分別連接第九匪OS管Mm9的柵極和第五匪OS管Mm5的源極 ’第五匪OS管Mm5的漏極連接到第六 NMOS管Mm6漏極，柵極連接到運放A2的輸出，源極連接到電阻R3 ；第八NMOS管Mm8的漏極連接到第七NMOS管Mm7漏極，柵極連接到運放A2的輸出，源極連接到電阻R2 ；電阻R3的兩端分別連接到第五NMOS管Mm5的源極和地，所述第二 NMOS管Mm2的漏極連接到第一 NMOS 管Mml的漏極，柵極連接到運放A3的輸出，源極接到電源電壓上；第三NMOS管Mm3的漏極連接到第四NMOS管Mm4的漏極，柵極連接到運放A3的輸出，源極接到電源電壓上；運放A3 的正負輸入分別連接第二 NMOS管Mm2的漏極和第三NMOS管Mm3的漏極；所述第六NMOS管 Mm6的漏極連接到第五NMOS管Mm5的漏極，柵極連接到運放A4的輸出，源極接到電源電壓上；第七NMOS管Mm7的漏極連接到第八NMOS管MmS的漏極，柵極連接到運放A4的輸出，源極接到電源電壓上；運放A4的正負輸入分別連接第六NMOS管Mm6的漏極和第七NMOS管 Mm7的漏極，所述電阻R4連接到電源電壓和第九NMOS管Mm9的漏極之間；電阻Rs連接到第九NMOS管Mm9的源極和地之間；第九NMOS管Mm9漏極連接到電阻R4，柵極連接到運放 A2的同相輸入端，源極連接到電阻Rs。因此，本實用新型具有如下優點1.加快了頻率補償系統瞬態響應，且補償電容可直接集成到片內，節省了整個電路的面積；2.能夠產生一個隨著負載電流的變化而變化的動態零點，抵消極點ω1;3.誤差放大器采用折疊式共源共柵的結構，能提供一個高的直流增益和大的輸出電阻，且只在運放的輸出端產生一個低頻主極點。
圖1是電流模式的DC-DC變換器的結構圖；圖2是不同負載電流情況下傳統頻率補償網絡的頻率響應；圖3是本實用新型的頻率補償網絡結構圖；圖4是誤差放大器的電路圖；圖5是不同模式下的密勒效應，(a)電壓模式；(b)電流模式；圖6是電流模式的密勒電容控制電路結構圖；圖7是動態零點控制單元實現電路；圖8是新型頻率補償方法的電路圖；[0045]圖9是電流模式DC-DC變換器的交流小信號等效電路；圖10是電流模式DC-DC變換器的信號流圖；圖11是不同負載電流情況下新型補償網絡的頻率響應；圖12是動態零點Ztldyn和極點ω 隨負載電流的變化曲線。
具體實施方式
下面通過實施例，并結合附圖，對本實用新型的技術方案作進一步具體的說明。實施例圖3為本實用新型提高的新型頻率補償網絡的電路，包括誤差放大器和頻率補償電路。圖4給出了誤差放大器的電路圖，其采用折疊式共源共柵結構，由差分輸入電路、 共柵放大電路和電流鏡負載組成。誤差放大器包括一差分輸入電路包括第一差分輸入 PMOS管Ml、第二差分輸入PMOS管Μ2以及電流鏡PMOS管Mll ；—共柵放大電路包括第一共柵NMOS放大管M3、第二共柵NMOS放大管M4、第三共柵NMOS放大管M5以及第四共柵NMOS 放大管M6 ；—共源共柵電流鏡負載包括第一電流鏡PMOS負載管M7、第二電流鏡PMOS負載管M8、第三電流鏡PMOS負載管M9以及第四電流鏡PMOS負載管MlO。第一差分輸入PMOS管Ml的漏極連接到第三共柵NMOS放大管M5的漏極，柵極連接到反饋電壓，源極連接到電流鏡PMOS管Mll的漏極；第二差分輸入PMOS管M2的漏極連接到第四共柵NMOS放大管M6的漏極，柵極連接到基準電壓，源極連接到電流鏡PMOS管Ml 1 的漏極；第一共柵NMOS放大管M3的漏極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到第三共柵NMOS放大管M5的漏極；第二共柵NMOS放大管M4 的漏極連接到第四電流鏡PMOS負載管MlO的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到第四共柵NMOS放大管M6的漏極；第三共柵NMOS放大管M5的漏極連接到第一差分輸入PMOS 管Ml的漏極，柵極連接到偏置電壓Vbl，源極連接到地；第四共柵NMOS放大管M6的漏極連接到第二差分輸入PMOS管M2的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到地；第一電流鏡PMOS負載管M7的漏極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的源極，柵極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，源極連接到電源電壓；第二電流鏡PMOS負載管M8的漏極連接到第四電流鏡PMOS負載管MlO的源極，柵極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，源極連接到電源電壓；第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極連接到第一共柵NMOS放大管M3的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb4，源極連接到第一電流鏡PMOS負載管M7的漏極；第四電流鏡 PMOS負載管MlO的漏極連接到第二共柵NMOS放大管M4的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb4， 源極連接到第二電流鏡PMOS負載管M8的漏極；電流鏡PMOS管Ml 1的漏極連接到第一差分輸入PMOS管Ml的源極，柵極連接到偏置電壓Vb 1，源極連接到電源電壓。運放以PMOS差分對Ml和M2作為輸入級，完成電壓_電流的變換，同時由Mll組成的電流源為差分輸入對提供電流偏置。共柵放大器由M3、M4、M5和M6組成，電流鏡M5和 M6的柵級電壓由Vb3來偏置，放大管M3和M4的柵電壓由Vb2來偏置。單端輸出電路即誤差放大器的負載，是由M7、M8、M9和MlO組成的共源共柵電流鏡，其中M7和M8的柵極電壓由Vb4來偏置，M9和MlO采用自偏置，這樣能使輸出擺幅提高 一個PMOS的閾值電壓。折疊式共源共柵運放相對于其他結構的運放而言，其最主要的優點就是它的高增益，輸入電壓擺幅相對較大，但是這是以較大的功耗、較低的極點頻率和較高的噪聲代價得到的。對于輸入級，由于采用的是PMOS作為差分輸入，其輸入電壓的低端為0，高端為 Vdd- (I Vodii I +1 Vthp I)。對于輸出級，由于采用了折疊式共源共柵結構，故其輸出擺幅就相對比較小一些，其高端可以到Vdd- I Vodio I -1 Vod8 I，低端可以到Vra^Vffll6t5進一步的分析可得，其輸出電阻和增益為 Ra = gm4ro4ro61 | gml0ro8rol0Av = Gml · Ra = Gml · (gm4ro4ro61 | gml0ro8rol0)其中Gml為Ml的跨導，gm4和gml0為M4和MlO的跨導，r。4、r。6、r。8和rol0分別為 M4、M6、M8 禾口 MlO 的電阻。在圖3中的頻率補償電路中包括兩個部分一密勒電容控制單元包括補償電容 Cc以及N個頻率補償匪OS管即第一頻率補償匪OS管Mcl···第N頻率補償匪OS管McN ； — 動態零點控制單元包括線性區的NMOS管Mm以及零點控制電壓電路。第一頻率補償NMOS管Mcl···第N頻率補償NMOS管McN的漏極均連接到上述誤差放大器的輸出端，柵極連接到偏置電壓Vb，源極連接到上述補償電容Cc ；NMOS管Mm的漏極連接到所述補償電容Ce，柵極連接到零點控制電壓電路的輸出，源極連接地。零點控制電壓電路包括一第一電壓_電流的轉換器包括運放Al、電阻R1、第一 NMOS管Mml以及第四NMOS管Mm4 ；—第二電壓-電流的轉換器包括運放A2、電阻R3、第五匪OS管Mm5以及第八匪OS管Mm8 ；—第一電流鏡包括第二匪OS管Mm2、第三匪OS管Mm3 以及運放A3 ；—第二電流鏡包括第六NMOS管Mm6、第七NMOS管Mm7以及運放A4 ；—采樣電阻R2 ；—控制電壓Ve產生電路包括電阻R4、電阻Rs以及第九NMOS管Mm9。運放Al的正負輸入分別連接第M NMOS管Mm的漏極和第一 NMOS管Mml的源極； 第一 NMOS管Mml的漏極連接到第二 NMOS管Mm2漏極，柵極連接到運放Al的輸出，源極連接到電阻Rl ；第四NMOS管Mm4的漏極連接到第三NMOS管Mm3漏極，柵極連接到運放Al的輸出，源極連接到采樣電阻R2 ；電阻Rl的兩端分別連接到第一 NMOS管Mml的源極和地；所述運放A2的正負輸入分別連接第九NMOS管Mm9的柵極和第五NMOS管Mm5的源極；第五 NMOS管Mm5的漏極連接到第六NMOS管Mm6漏極，柵極連接到運放A2的輸出，源極連接到電阻R3 ；第八NMOS管MmS的漏極連接到第七NMOS管Mm7漏極，柵極連接到運放A2的輸出， 源極連接到電阻R2 ；電阻R3的兩端分別連接到第五NMOS管Mm5的源極和地。第二 NMOS管Mm2的漏極連接到第一 NMOS管Mml的漏極，柵極連接到運放A3的輸出，源極接到電源電壓上；第三NMOS管Mm3的漏極連接到第四NMOS管Mm4的漏極，柵極連接到運放A3的輸出，源極接到電源電壓上；運放A3的正負輸入分別連接第二NMOS管Mm2 的漏極和第三匪OS管Mm3的漏極；所述第六匪OS管Mm6的漏極連接到第五匪OS管Mm5的漏極，柵極連接到運放A4的輸出，源極接到電源電壓上；第七NMOS管Mm7的漏極連接到第八NMOS管MmS的漏極，柵極連接到運放A4的輸出，源極接到電源電壓上；運放A4的正負輸入分別連接第六NMOS管Mm6的漏極和第七NMOS管Mm7的漏極。電阻R4連接到電源電壓和第九NMOS管Mm9的漏極之間；電阻Rs連接到第九NMOS 管Mm9的源極和地之間；第九NMOS管Mm9漏極連接到電阻R4，柵極連接到運放A2的同相輸入端，源極連接到電阻Rs。在密勒效應中，根據電容的接法不同，可以分成電壓模式和電流模式的密勒效應。圖5分別給出了兩種不同模式下的電路結構圖。在電壓模式的密勒效應中，密勒電容跨接與運放的輸入端和輸出端之間，則在運放的輸入端得到的等效電容Cin等于Cin = (1+A)Cf同理對于電流模式的也一樣。如圖3_8(b)所示，設流過電容Cc的電容為I。，而另一條與電容并聯的支路電流為KxIe，則從節點A往下看，所看到的等效電流和電容為Ieq = kxIc+IcCeq= (l+kx)Cc在本實用新型設計的密勒電容控制單元中，若采用電壓模式，則又需要一個運放， 這樣使補償電路的結構顯得復雜，而且難于調試；相反電流模式，其結構簡單，易于設計。故在論文中采用電流模式的密勒電容控制單元，圖6給出了其電路結構圖。在圖6中，密勒控制單元由Mc 1 McN這N個NMOS組成，它們的漏極和源極電壓都相等，選擇合適的偏置電壓Vb讓它們都工作在飽和區，且Mc2-McN管與Mcl的寬長比均為 k 1。在密勒電容控制單元中，設節點A和B之間的電壓Vab，流過第一個頻率補償管Mcl 的電流為I1，若無后面的Mc2-McN頻率補償管，忽略Mcl導通電阻，則從A節點往地所看到的補償電容為
權利要求1.一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于，包括依次連接的誤差放大器和頻率補償電路。
2.根據權利要求1所述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于， 所述的誤差放大器包括一差分輸入電路包括第一差分輸入PMOS管Ml、第二差分輸入PMOS管M2以及電流鏡 PMOS 管 Mll ；一共柵放大電路包括第一共柵NMOS放大管M3、第二共柵NMOS放大管M4、第三共柵 NMOS放大管M5以及第四共柵NMOS放大管M6 ；一共源共柵電流鏡負載包括第一電流鏡PMOS負載管M7、第二電流鏡PMOS負載管M8、 第三電流鏡PMOS負載管M9以及第四電流鏡PMOS負載管MlO。
3.根據權利要求2所述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于， 所述第一差分輸入PMOS管Ml的漏極連接到第三共柵NMOS放大管M5的漏極，柵極連接到反饋電壓，源極連接到電流鏡PMOS管Mll的漏極；第二差分輸入PMOS管M2的漏極連接到第四共柵NMOS放大管M6的漏極，柵極連接到基準電壓，源極連接到電流鏡PMOS管Mll的漏極；第一共柵NMOS放大管M3的漏極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到第三共柵NMOS放大管M5的漏極；第二共柵NMOS放大管M4的漏極連接到第四電流鏡PMOS負載管MlO的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到第四共柵NMOS放大管M6的漏極；第三共柵NMOS放大管M5的漏極連接到第一差分輸入PMOS 管Ml的漏極，柵極連接到偏置電壓Vbl，源極連接到地；第四共柵NMOS放大管M6的漏極連接到第二差分輸入PMOS管M2的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb2，源極連接到地；第一電流鏡PMOS負載管M7的漏極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的源極，柵極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，源極連接到電源電壓；第二電流鏡PMOS負載管M8的漏極連接到第四電流鏡PMOS負載管MlO的源極，柵極連接到第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極，源極連接到電源電壓；第三電流鏡PMOS負載管M9的漏極連接到第一共柵NMOS放大管M3的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb4，源極連接到第一電流鏡PMOS負載管M7的漏極；第四電流鏡 PMOS負載管MlO的漏極連接到第二共柵NMOS放大管M4的漏極，柵極連接到偏置電壓Vb4， 源極連接到第二電流鏡PMOS負載管M8的漏極；電流鏡PMOS管Mll的漏極連接到第一差分輸入PMOS管Ml的源極，柵極連接到偏置電壓Vb 1，源極連接到電源電壓。
4.根據權利要求1所述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于， 所述的補償電路包括一密勒電容控制單元包括補償電容CC以及N個頻率補償NMOS管即第一頻率補償 NMOS管Mcl···第N頻率補償NMOS管McN ；一動態零點控制單元包括線性區的NMOS管Mm以及零點控制電壓電路。
5.根據權利要求4所述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于， 所述第一頻率補償NMOS管Mcl···第N頻率補償NMOS管McN的漏極均連接到上述誤差放大器的輸出端，柵極連接到偏置電壓Vb，源極連接到上述補償電容CC，NMOS管Mm的漏極連接到所述補償電容Ce，柵極連接到零點控制電壓電路的輸出，源極連接地。
6.根據權利要求4所述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于， 所述零點控制電壓電路包括一第一電壓-電流的轉換器包括運放Al、電阻Rl、第一 NMOS管Mml以及第四NMOS管Mm4 ；一第二電壓_電流的轉換器包括運放A2、電阻R3、第五NMOS管Mm5以及第八NMOS管Mm8 ；一第一電流鏡包括第二 NMOS管Mm2、第三NMOS管Mm3以及運放A3 ； 一第二電流鏡包括第六NMOS管Mm6、第七NMOS管Mm7以及運放A4 ； 一采樣電阻R2;一控制電壓VC產生電路包括電阻R4、電阻Rs以及第九NMOS管Mm9。
7.根據權利要求6所述的一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于， 所述運放Al的正負輸入分別連接第M NMOS管Mm的漏極和第一 NMOS管Mml的源極；第一 NMOS管Mml的漏極連接到第二 NMOS管Mm2漏極，柵極連接到運放Al的輸出，源極連接到電阻Rl ；第四NMOS管Mm4的漏極連接到第三NMOS管Mm3漏極，柵極連接到運放Al的輸出，源極連接到采樣電阻R2 ；電阻Rl的兩端分別連接到第一 NMOS管Mml的源極和地；所述運放 A2的正負輸入分別連接第九NMOS管Mm9的柵極和第五NMOS管Mm5的源極；第五NMOS管 Mm5的漏極連接到第六NMOS管Mm6漏極，柵極連接到運放A2的輸出，源極連接到電阻R3 ； 第八NMOS管MmS的漏極連接到第七NMOS管Mm7漏極，柵極連接到運放A2的輸出，源極連接到電阻R2 ；電阻R3的兩端分別連接到第五NMOS管Mm5的源極和地，所述第二 NMOS管Mm2 的漏極連接到第一 NMOS管Mml的漏極，柵極連接到運放A3的輸出，源極接到電源電壓上； 第三NMOS管Mm3的漏極連接到第四NMOS管Mm4的漏極，柵極連接到運放A3的輸出，源極接到電源電壓上；運放A3的正負輸入分別連接第二 NMOS管Mm2的漏極和第三NMOS管Mm3 的漏極；所述第六NMOS管Mm6的漏極連接到第五NMOS管Mm5的漏極，柵極連接到運放A4 的輸出，源極接到電源電壓上；第七NMOS管Mm7的漏極連接到第八NMOS管Mm8的漏極，柵極連接到運放A4的輸出，源極接到電源電壓上；運放A4的正負輸入分別連接第六NMOS管 Mm6的漏極和第七NM OS管Mm7的漏極，所述電阻R4連接到電源電壓和第九NMOS管Mm9的漏極之間；電阻Rs連接到第九NMOS管Mm9的源極和地之間；第九NMOS管Mm9漏極連接到電阻R4，柵極連接到運放A2的同相輸入端，源極連接到電阻Rs。
專利摘要本實用新型涉及一種頻率補償裝置，尤其是涉及一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置。一種電流模式的DC-DC變換器的頻率補償裝置，其特征在于，包括依次連接的誤差放大器和頻率補償電路。因此，本實用新型具有如下優點1.加快了頻率補償系統瞬態響應，且補償電容可直接集成到片內，節省了整個電路的面積；2.能夠產生一個隨著負載電流的變化而變化的動態零點，抵消極點ω1；3.誤差放大器采用折疊式共源共柵的結構，能提供一個高的直流增益和大的輸出電阻，且只在運放的輸出端產生一個低頻主極點。
文檔編號H02M3/158GK202121505SQ20112017284
公開日2012年1月18日 申請日期2011年5月27日 優先權日2011年5月27日
發明者江金光, 汪家軻 申請人:武漢大學