阻抗匹配電路、天線和終端的制作方法

本發明涉及射頻技術領域，具體而言，涉及一種阻抗匹配電路、一種天線和一種終端。

背景技術：

在射頻電路的相關技術中，諸如功率放大器、低噪聲放大器等非線性器件的工作過程中，會產生二次諧波、三次諧波或其他高次諧波，也即對射頻電路中的載波基波的干擾信號。

但是，如果在射頻電路中增加濾波模塊來濾除諧波成分，會增加射頻電路的傳輸損耗，無法滿足手機、筆記本電腦和智能穿戴設備等移動通信終端對傳輸效率的高要求，已經成為改善移動通信終端的通信質量的瓶頸問題。

技術實現要素：

本發明正是基于上述技術問題至少之一，提出了一種新的阻抗匹配電路，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質量。

有鑒于此，根據本發明的第一方面的實施例，提出了一種阻抗匹配電路，包括：射頻模塊，設有非線性器件；微帶線，所述微帶線的第一端連接至所述非線性器件的輸出端，所述微帶線的第二端直接接地或通過頻偏調節元件接地，其中，所述微帶線的電長度為λ/4的正偶數倍，所述λ為所述射頻電路的載波波長。

在該技術方案中，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質量。

一方面，微帶線短路連接至非線性器件的輸出端，且微帶線的電長度為f_x頻率的載波波長的1/4的正偶數倍，也即對頻率為fx的正偶數倍的諧波呈短路特性，同時，對于載波基波呈開路特性，進而在不過多得提高傳輸損耗的同時，抑制了偶數次諧波傳輸至射頻電路的負載，進而提高了基波載波的傳輸效率，提升了終端的通信質量。

另一方面，微帶線同時也構成了射頻電路的阻抗匹配元件，為了將射頻電路中的集總元件變化為分布參數元件(開路微帶線或短路微帶線)，需要借助于Richards公式進行計算，如下：

上述公式(1)至(4)中，一端特性阻抗為Z₀的傳輸線具有純電抗性輸入阻抗Z_in，如果傳輸線的長度為而相應的工作頻率v_p為傳輸線的相速度，則電長度θ可根據公式(2)確定，即為Richards變換，電容性集總元件可以用一段開路傳輸線實現(如公式(4)所示)，也即基于Richards變換可以實現用特性阻抗Z₀＝L的一段短路傳輸線替代集總參數電感，也可以用特性阻抗Z₀＝1/C的一端開路傳輸線替代集總參數電容，可以選用傳輸線的長度為但并不是必須的。

其中，傳輸線的電長度為幾何長度l與其電磁波波長λ的比值，微帶線的線寬和基板參數決定其傳輸線的特性阻抗，微帶線的線長和基板參數頻率決定傳輸線的電長度β×l，每一條射頻發射和接受頻段路徑一旦確定，其每條傳輸線的工作頻率也就確定了，因此，可以根據工作頻率確定微帶線的線寬和線長。

例如，特性阻抗為120Ω，電長度為88°，頻率為2.5GHz的短路微帶線，其史密斯圓圖的電阻接近50Ω，其電抗為0.727，在2.5GHz左右換算電感為L＝0.28nH。

值得特別指出的是，集總參數電路中電容和電感之間的互換公式如下：

L＝-1/(C×(2×π×f)²) (5)

例如，f＝2GHz的10pF電容換算為電感值為0.633nH，因此，短路短截線和開路短截線并不一定只和電容或者電感搭配使用。

在上述技術方案中，優選地，所述非線性器件為場效應管，所述場效應管的漏極與所述微帶線的第一端連接。

在該技術方案中，非線性器件為場效應管時，場效應管具有柵極、源極和漏極，通過在漏極短接微帶線，可以濾除射頻電路中的偶次頻率諧波，進而提高了漏極的輸出效率。

在上述技術方案中，優選地，還包括：隔直電容元件，所述隔直電容元件的第一端連接至所述場效應管的漏極，所述隔直電容元件的第二端接地。

在該技術方案中，通過將隔直電容元件并聯至漏極，且大于場效應管的寄生輸出電容，以保證功率得以輸出，其中，隔直電容元件也可以采用開路的短截線代替。

在上述技術方案中，優選地，所述隔直電容元件為可變電容元件。

在上述技術方案中，優選地，所述頻偏調節元件為可變電阻元件和/或可變電感元件，其中，所述可變電阻元件的阻值大于或等于零。

在該技術方案中，通過設置頻偏調節元件，進而對于短路的微帶線造成的頻偏進行調節，以保證載波的中心頻段的可靠性。

在上述技術方案中，優選地，所述漏極的輸出信號的頻偏為零時，所述可變電阻元件的阻值為零。

在上述技術方案中，優選地，所述微帶線的阻抗線寬范圍為40～60Ω。

在上述技術方案中，優選地，所述微帶線的阻抗線寬為50Ω。

根據本發明的第二方面的實施例，還提出了一種天線，包括如上述任一項技術方案所述的阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術方案中任一項所述的阻抗匹配電路相同的技術效果，在此不再贅述。

根據本發明的第三方面，還提出了一種終端，包括如上述任一項技術方案所述的天線和阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術方案中任一項所述的天線和阻抗匹配電路相同的技術效果，在此不再贅述。

通過以上技術方案，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質量。

附圖說明

圖1示出了根據本發明的阻抗匹配電路的實施例一的等效示意圖；

圖2示出了根據本發明的阻抗匹配電路的實施例二的等效示意圖。

具體實施方式

為了能夠更清楚地理解本發明的上述目的、特征和優點，下面結合附圖和具體實施方式對本發明進行進一步的詳細描述。需要說明的是，在不沖突的情況下，本申請的實施例及實施例中的特征可以相互組合。

在下面的描述中闡述了很多具體細節以便于充分理解本發明，但是，本發明還可以采用第三方不同于在此描述的第三方方式來實施，因此，本發明的保護范圍并不受下面公開的具體實施例的限制。

圖1示出了根據本發明的阻抗匹配電路的實施例一的等效示意圖。

圖2示出了根據本發明的阻抗匹配電路的實施例二的等效示意圖。

實施例一：

如圖1所示，根據本發明的阻抗匹配電路，包括：射頻模塊102，設有非線性器件；微帶線104，所述微帶線104的第一端連接至所述非線性器件的輸出端，所述微帶線104的第二端直接接地或通過頻偏調節元件106接地，其中，所述微帶線104的電長度為λ/4的正偶數倍，所述λ為所述射頻電路的載波波長。

在該技術方案中，通過將微帶線104(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊102的輸出端，在實現射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質量。

一方面，微帶線104短路連接至非線性器件的輸出端，且微帶線104的電長度為f_x頻率的載波波長的1/4的正偶數倍，也即對頻率為fx的正偶數倍的諧波呈短路特性，同時，對于載波基波呈開路特性，進而在不過多得提高傳輸損耗的同時，抑制了偶數次諧波傳輸至射頻電路的負載108，進而提高了基波載波的傳輸效率，提升了終端的通信質量。

另一方面，微帶線104同時也構成了射頻電路的阻抗匹配元件，為了將射頻電路中的集總元件變化為分布參數元件(開路微帶線104或短路微帶線104)，需要借助于Richards公式進行計算，如下：

上述公式(1)至(4)中，一端特性阻抗為Z₀的傳輸線具有純電抗性輸入阻抗Z_in，如果傳輸線的長度為而相應的工作頻率v_p為傳輸線的相速度，則電長度θ可根據公式(2)確定，即為Richards變換，電容性集總元件可以用一段開路傳輸線實現(如公式(4)所示)，也即基于Richards變換可以實現用特性阻抗Z₀＝L的一段短路傳輸線替代集總參數電感，也可以用特性阻抗Z₀＝1/C的一端開路傳輸線替代集總參數電容，可以選用傳輸線的長度為但并不是必須的。

其中，傳輸線的電長度為幾何長度l與其電磁波波長λ的比值，微帶線104的線寬和基板參數決定其傳輸線的特性阻抗，微帶線104的線長和基板參數頻率決定傳輸線的電長度β×l，每一條射頻發射和接受頻段路徑一旦確定，其每條傳輸線的工作頻率也就確定了，因此，可以根據工作頻率確定微帶線104的線寬和線長。

例如，特性阻抗為120Ω，電長度為88°，頻率為2.5GHz的短路微帶線104，其史密斯圓圖的電阻接近50Ω，其電抗為0.727，在2.5GHz左右換算電感為L＝0.28nH。

值得特別指出的是，集總參數電路中電容和電感之間的互換公式如下：

L＝-1/(C×(2×π×f)²) (5)

例如，f＝2GHz的10pF電容換算為電感值為0.633nH，因此，短路短截線和開路短截線并不一定只和電容或者電感搭配使用。

實施例二：

如圖2所示，在實施例一的基礎上，根據本發明的阻抗匹配電路具體還包括：所述非線性器件為場效應管1022，所述場效應管1022的漏極與所述微帶線104的第一端連接。

在該技術方案中，非線性器件為場效應管1022時，場效應管1022具有柵極、源極和漏極，通過在漏極短接微帶線104，可以濾除射頻電路中的偶次頻率諧波，進而提高了漏極的輸出效率。

在上述技術方案中，優選地，還包括：隔直電容元件1024，所述隔直電容元件1024的第一端連接至所述場效應管1022的漏極，所述隔直電容元件1024的第二端接地。

在該技術方案中，通過將隔直電容元件1024并聯至漏極，且大于場效應管1022的寄生輸出電容，以保證功率得以輸出，其中，隔直電容元件1024也可以采用開路的短截線代替，另外，為了保證場效應管能夠穩定工作，將漏極通過電感1026連接至直流穩壓源Vdd。

在上述技術方案中，優選地，所述隔直電容元件1024為可變電容元件。

在上述技術方案中，優選地，所述頻偏調節元件106為可變電阻元件和/或可變電感元件，其中，所述可變電阻元件的阻值大于或等于零。

在該技術方案中，通過設置頻偏調節元件106，進而對于短路的微帶線104造成的頻偏進行調節，以保證載波的中心頻段的可靠性。

在上述技術方案中，優選地，所述漏極的輸出信號的頻偏為零時，所述可變電阻元件的阻值為零。

在上述技術方案中，優選地，所述微帶線104的阻抗線寬范圍為40～60Ω。

在上述技術方案中，優選地，所述微帶線104的阻抗線寬為50Ω。

根據本發明的實施例的天線，包括如上述任一項技術方案所述的阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術方案中任一項所述的阻抗匹配電路相同的技術效果，在此不再贅述。

根據本發明的實施例的天線，包括如上述任一項技術方案所述的天線和阻抗匹配電路，因此，該終端具有和上述技術方案中任一項所述的天線和阻抗匹配電路相同的技術效果，在此不再贅述。

以上結合附圖詳細說明了本發明的技術方案，考慮到相關技術中如何提升通信質量的技術問題，本發明提出了一種新的阻抗匹配電路、天線和終端，通過將微帶線(或稱作短截線)短路連接于射頻模塊的輸出端，在實現射頻電路的阻抗匹配的同時，降低了傳輸信號中的二次諧波，提升了終端的通信質量。

以上僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，對于本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。