本發明涉及電源轉換技術領域，更具體地涉及一種高效隔離雙向ac-dc變換器。
背景技術：
目前，運用于電源供應器的電源轉換系統通常包括交直流轉換模塊和直流轉換模塊，交直流轉換模塊可將交流輸入電壓變換直流電壓，使得電源轉換系統滿足相關的標準，直流轉換模塊可將交直流模塊變換的直流電壓轉換為幅值和紋波滿足用電要求的直流電壓。通常，交直流轉換模塊采用雙向ac-dc變換電路，直流轉換模塊采用隔離雙向dc-dc變換電路。
隔離雙向dc-dc變換器使用變壓器利用磁耦合可以實現具有電氣絕緣的電能變換。現有的隔離雙向dc-dc變換器由于變壓器原邊和副邊線圈的匝比可以根據需要進行合理的設計，可獲得較高或較低的電壓，可實現電壓轉換。
在較多的應用場合，直流電源的電壓較高，而要求其變換后的輸出電壓較低，但現有的隔離雙向dc-dc變換器的高/低壓的升降壓比一般不超過5：1，為了提高升降壓比，目前大都采用交錯并聯boost方式、多電平boost升壓方式等方式獲得高升降壓比的dc-dc變換器。其比傳統的dc-dc變換器可獲得較高的升降壓比，但其升降壓比一般僅達到10多倍，并不能得到更高的升降壓比。
鑒于此，有必要提供一種可獲得高升降壓比的高效隔離雙向ac-dc變換器以解決上述缺陷。
技術實現要素：
本發明所要解決的技術問題是提供一種可獲得高升降壓比的高效隔離雙向ac-dc變換器。
為解決上述技術問題，本發明提供一種高效隔離雙向ac-dc變換器，所述高效隔離雙向ac-dc變換器包括雙向ac-dc變換電路及雙向dc-dc變換電路，所述雙向ac-dc變換電路的輸出側連接至所述雙向dc-dc變換電路的輸入側。
其中，所述雙向ac-dc變換電路包括依次連接的電感電路、交直流雙向功率變換電路以及輸出電容電路，所述電感電路輸入側兩端作為該高效隔離雙向ac-dc變換器的第一連接端，所述電感電路輸出側與所述交直流雙向功率變換電路連接。所述雙向dc-dc變換電路包括第一隔離雙向dc-dc變換電路、第二隔離雙向dc-dc變換電路以及濾波電容，所述第一隔離雙向dc-dc變換電路輸入側的一端連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出正，其另一端連接至所述輸出電容電路中點，所述第二隔離雙向dc-dc變換電路輸入側的一端連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出負，其另一端連接至所述輸出電容電路中點，所述第一隔離雙向dc-dc變換電路的輸出端連接所述第二隔離雙向dc-dc變換電路的輸出端，且連接至濾波電容兩端，所述濾波電容的兩端作為該高效雙向ac-dc變換器的第二連接端。基于上述設計，可知本發明的第一隔離雙向dc-dc變換電路和第二隔離雙向dc-dc變換電路的輸入側串聯且輸出側并聯連接，則當能量正向流動時，所述第一、第二隔離雙向dc-dc變換電路均可獲得所述雙向ac-dc變換電路輸出的一半電壓，同樣的變壓器匝比下，可獲得更高的降壓比；而當能量反向流動時，即當所述第二連接端接入外部電源時，則兩個隔離雙向dc-dc變換電路的輸出電壓可進行疊加，輸入的低電壓轉換為更高的輸出電壓，進而獲得更高的升壓比。
其進一步技術方案為：所述電感電路包括第一電感及第二電感，所述第一電感及所述第二電感的一端作為第一連接端，該第一電感的另一端及第二電感的另一端均連接至所述交直流雙向功率變換電路。
其進一步技術方案為：所述電感電路包括第一變壓器，所述第一變壓器初級繞組的同名端及其次級繞組的異名端兩端作為第一連接端，該第一變壓器初級繞組的異名端及次級繞組的同名端均與所述交直流雙向功率變換電路連接。基于變壓器運用在本電路中代替電感的設計，本發明所使用的第一變壓器是把兩個電感通過磁集成技術集成在一起，以減小電感繞線的匝數，和現有技術所使用的電感相比，體積較小，且可獲得較高的工作效率。
其進一步技術方案為：所述交直流雙向功率變換電路包括第一開關管、第二開關管、第三開關管、第四開關管、第五開關管以及第六開關管；其中，所述第一開關管與所述第二開關管反向串聯構成雙向開關，并連接至所述輸出電感電路輸出側兩端，所述第三開關管及第四開關管和所述第五開關管及第六開關管分別串聯構成一個橋臂，兩個橋臂并聯在一起連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出正及輸出負之間，兩個橋臂的中點分別連接至所述輸出電感電路輸出側兩端。基于本電路中開關管的設計，其可實現能量在電網與電源儲能器件之間的雙向流動。
其進一步技術方案為：所述輸出電容電路包括第一電容及第二電容，所述第一電容及第二電容串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出正及輸出負之間，所述第一電容及第二電容的連接點為所述輸出電容電路中點。
其進一步技術方案為：所述第一隔離雙向dc-dc變換電路包括第二變壓器、第八開關管、第九開關管以及第一鉗位電路；其中，所述第二變壓器初級繞組的異名端連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出正，其同名端與所述第八開關管串聯后連接至所述輸出電容電路中點，所述第二變壓器次級繞組的同名端與所述第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的一端及濾波電容的一端連接，其異名端與第九開關管串聯后與該第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的另一端及濾波電容的另一端連接，所述第一鉗位電路包括第七開關管以及第三電容，所述第七開關管與所述第三電容串聯后并聯至所述第二變壓器初級繞組兩端。基于第一鉗位電路的設計，可將第八開關管關斷后的瞬態尖峰能量通過該電路上的第三電容和第七開關管泄放，以防止所述第八開關管被損壞。
其進一步技術方案為：所述第二隔離雙向dc-dc變換電路包括第三變壓器、第十一開關管、第十二開關管以及第二鉗位電路；其中，所述第三變壓器初級繞組的異名端連接至所述輸出電容電路中點，其同名端與所述第十一開關管串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出負，所述第三變壓器次級繞組的同名端連接至所述濾波電容中與第二變壓器次級繞組的同名端連接的一端，其異名端與第十二開關管串聯后連接至所述濾波電容中與所述第九開關管連接的一端，所述第二鉗位電路包括第十開關管以及第四電容，所述第十開關管與所述第四電容串聯后并聯至所述第三變壓器初級繞組兩端。
其進一步技術方案為：所述第一隔離雙向dc-dc變換電路包括第四變壓器、第三電感、第十三開關管、第十四開關管、第十五開關管以及第一復位電路；其中，所述第四變壓器初級繞組的同名端與所述第十三開關管串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出正，其異名端與所述第十四開關管串聯后連接至所述輸出電容電路中點，所述第四變壓器次級繞組的同名端連接所述第三電感的一端，該第三電感的另一端與所述第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的一端及濾波電容的一端連接，其異名端與第十五開關管串聯后與該第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的另一端及濾波電容的另一端連接，所述第一復位電路包括第一二極管及第二二極管，所述第一二極管的陽極與所述第四變壓器初級繞組的異名端連接，其陰極連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出正，所述第二二極管的陰極與所述第四變壓器初級繞組的同名端連接，其陽極連接至所述輸出電容電路中點。基于所述第一復位電路的設計，可在第四變壓器初級繞組側的兩個開關管關斷后，通過二極管吸收所述第四變壓器上的漏感能量，可避免漏感能量給開關管結電容充電，導致開關管兩端電壓超過管子耐壓而損壞。
其進一步技術方案為：所述第二隔離雙向dc-dc變換電路包括第五變壓器、第四電感、第十六開關管、第十七開關管、第十八開關管以及第二復位電路；其中，所述第五變壓器初級繞組的同名端與所述第十六開關管串聯后連接至所述輸出電容電路中點，其異名端與所述第十七開關管串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出負，所述第五變壓器次級繞組的同名端連接所述第四電感的一端，該第四電感的另一端連接至濾波電容中與所述第三電感連接的一端，其異名端與第十八開關管串聯后連接至濾波電容中與所述第十五開關管連接的一端，所述第二復位電路包括第三二極管及第四二極管，所述第三二極管的陽極與所述第五變壓器初級繞組的異名端連接，其陰極連接至所述輸出電容電路中點，所述第四二極管的陰極與所述第五變壓器初級繞組的同名端連接，其陽極連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出負。
其進一步技術方案為：所述開關管選用mosfet、sic或igbt。
與現有技術相比，本發明的高效隔離雙向ac-dc變換器中雙向dc-dc變換電路的第一隔離雙向dc-dc變換電路和第二隔離雙向dc-dc變換電路的輸入側串聯、輸出側并聯連接，基于兩個隔離雙向dc-dc變換電路的連接設計，當能量正向流動時，即當所述第一連接端外接電源時，所述第一、第二隔離雙向dc-dc變換電路均可獲得所述雙向ac-dc變換電路輸出的一半電壓，同樣的變壓器匝比下，可獲得更高的降壓比；而當能量反向流動時，即當所述第二連接端外接電源時，兩個隔離雙向dc-dc變換電路的輸出電壓可進行疊加，輸入的低電壓轉換為更高的輸出電壓，進而獲得更高的升壓比。
附圖說明
圖1是本發明高效隔離雙向ac-dc變換器第一實施例的電路示意圖。
圖2是本發明第一實施例中雙向ac-dc變換電路的電路示意圖。
圖3是本發明高效隔離雙向ac-dc變換器第二實施例的電路示意圖。
具體實施方式
為使本領域的普通技術人員更加清楚地理解本發明的目的、技術方案和優點，以下結合附圖和實施例對本發明做進一步的闡述。
參照圖1，圖1展示了本發明高效隔離雙向ac-dc變換器10第一實施例的電路示意圖。如附圖所示，所述高效隔離雙向ac-dc變換器10包括雙向ac-dc變換電路11及雙向dc-dc變換電路12，所述雙向ac-dc變換電路11的輸出側連接至所述雙向dc-dc變換電路12的輸入側。
參照圖2及圖1，在附圖所示的實施例中，所述雙向ac-dc變換電路11包括依次連接的電感電路111、交直流雙向功率變換電路112以及輸出電容電路113，所述電感電路111輸入側兩端作為該高效隔離雙向ac-dc變換器10的第一連接端，所述電感電路111輸出側與所述交直流雙向功率變換電路112連接。所述雙向dc-dc變換電路12包括第一隔離雙向dc-dc變換電路、第二隔離雙向dc-dc變換電路以及濾波電容c5，所述第一隔離雙向dc-dc變換電路輸入側的一端連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出正，其另一端連接至所述輸出電容電路113中點，所述第二隔離雙向dc-dc變換電路輸入側的一端連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出負，其另一端連接至所述輸出電容電路113中點，所述第一隔離雙向dc-dc變換電路的輸出端連接所述第二隔離雙向dc-dc變換電路的輸出端，且連接至濾波電容c5兩端，所述濾波電容c5的兩端作為該高效雙向ac-dc變換器10的第二連接端。本實施例中，當能量正向流通時，所述第一連接端作為輸入端，連接外部交流電源，則所述第二連接端作為直流輸出端，可連接外接負載；而當能量反向流通時，則第二連接端作為直流輸入端，第一連接端作為交流輸出端。
本實施例中，第一隔離雙向dc-dc變換電路和第二隔離雙向dc-dc變換電路的輸入側串聯且輸出側并聯連接，當能量正向流動時，即當所述第一連接端接入外部電源時，所述第一、第二隔離雙向dc-dc變換電路均可獲得所述雙向ac-dc變換電路輸出的一半電壓，同樣的變壓器匝比下，可獲得更高的降壓比；而當能量反向流動時，即所述第二連接端外接電源時，則兩個隔離雙向dc-dc變換電路的輸出電壓可進行疊加，輸入的低電壓轉換為更高的輸出電壓，進而獲得更高的升壓比。
在某些實施例，例如本實施例中，所述電感電路111包括第一變壓器t1，所述第一變壓器t1初級繞組的同名端及其次級繞組的異名端兩端作為第一連接端，該第一變壓器t1初級繞組的異名端及次級繞組的同名端均與所述交直流雙向功率變換電路112連接。基于變壓器運用在本電路中代替電感的設計，本發明所使用的第一變壓器t1是把兩個電感通過磁集成技術集成在一起，以減小電感繞線的匝數，和現有技術所使用的電感相比，體積較小，且可獲得較高的工作效率。
在某些實施例，例如本實施例中，所述交直流雙向功率變換電路112包括第一開關管q1、第二開關管q2第三開關管q3、第四開關管q4、第五開關管q5以及第六開關管q6；本實施例中的所述開關管內均自帶有二極管，進行整流時有兩種狀態，一種是開關管不動作，電流只流經該開關管內部自帶的二極管；另一種是開關管內部自帶的二極管先導通，再開通開關管，進行同步整流。。優選地，所述開關管選用mosfet、sic或igbt，以實現更好的電路性能。其中，所述第一開關管q1與所述第二開關管q2反向串聯構成雙向開關，并連接至所述第一變壓器t1初級繞組的異名端及次級繞組的同名端之間。所述第三開關管q3及第四開關管q4和所述第五開關管q5及第六開關管q6分別串聯構成一個橋臂，兩個橋臂并聯在一起連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出正及輸出負之間，兩個橋臂的中點分別與所述第一變壓器t1初級繞組的異名端及次級繞組的同名端連接。基于上述設計，不論本實施例中的所述雙向ac-dc轉換電路是工作在整流模式還是逆變模式、第一開關管及第二開關管處于開通狀態還是關斷狀態，都能保持兩個所述橋臂中點之間電壓恒定，以獲得優異的emi性能。
在某些其他實施例中，所述電感電路111可包括第一電感l1及第二電感l2，即用第一電感l1及第二電感l2代替本實施例中的第一變壓器t1，其中所述第一電感l1的一端及所述第二電感l2的一端作為第一連接端，該第一電感l1的另一端及第二電感l2的另一端均連接至所述交直流雙向功率變換電路112，即所述交直流雙向功率變換電路112中的第一開關管q1與所述第二開關管q2反向串聯構成雙向開關，并連接至該第一電感l1的另一端及第二電感l2的另一端之間，且該第一電感l1的另一端及第二電感l2的另一端還分別連接至所述第三開關管q3及第四開關管q4和所述第五開關管q5及第六開關管q6分別串聯所構成的橋臂中點。
在某些實施例，例如本實施例中，所述輸出電容電路113包括第一電容c1及第二電容c2，所述第一電容c1及第二電容c2串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出正及輸出負之間，所述第一電容c1及第二電容c2的連接點為所述輸出電容電路113中點。
本實施例中，該雙向ac-dc變換電路11的工作原理：當第一開關管q1以及第二開關管q2導通時，第一變壓器t1儲能。正半波周期時，外部輸入電流流過第一變壓器t1初級繞組同名端及異名端，再流經第一開關管q1、第二開關管q2以及第一變壓器t1次級繞組，回到外部電源。負半波周期時，外部輸入電流流過第一變壓器t1次級繞組異名端及同名端，再流經第二開關管q2、第一開關管q1以及第一變壓器t1初級繞組，回到外部電源。
當第一開關管q1以及第二開關管q2關閉時，第一變壓器t1放電，有外部電源輸入時第一變壓器t1和外部電源將會同時給第一電容c1及第二電容c2充電。有外部電源輸入且輸入電流為正半波周期時，外部輸入電流流經第一變壓器t1初級繞組同名端及異名端，再流經第三開關管q3、第一電容c1、第二電容c2、第六開關管q6以及第一變壓器t1次級繞組，回到外部電源。負半波周期時，外部輸入電流流過第一變壓器t1次級繞組異名端及同名端，再流經第五開關管q5、第一電容c1、第二電容c2、第四開關管q4以及第一變壓器t1初級繞組，回到外部電源。可理解地，第一變壓器t1給第一電容c1及第二電容c2充電過程電流流向與上述過程類似，在此不再贅述。
繼續參照圖1，在附圖所示的實施例中，所述第一隔離雙向dc-dc變換電路包括第二變壓器t2、第八開關管q8、第九開關管q9以及第一鉗位電路；其中，所述第二變壓器t2初級繞組的異名端連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出正，其同名端與所述第八開關管q8串聯后連接至所述輸出電容電路113中點，所述第二變壓器t2次級繞組的同名端與所述第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的一端及濾波電容c5的一端連接，其異名端與第九開關管q9串聯后與該第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的另一端及濾波電容c5的另一端連接，所述第一鉗位電路包括第七開關管q7以及第三電容c3，所述第七開關管q7與所述第三電容c3串聯后并聯至所述第二變壓器t2初級繞組兩端。因在第八開關管q8從開通狀態轉換為關斷狀態的瞬間，由于漏感的存在，其上的電流不能突變為零，其續流的電流將在第二變壓器t2初級側產生尖峰電壓，可能導致第八開關管q8兩端電壓超過管子耐壓而損壞，而基于本電路中第一鉗位電路的設計，其可將第八開關管q8關斷的瞬態尖峰能量通過第七開關管q7自帶的二極管存儲到第三電容c3中，可避免初級側漏感的續流能量給第八開關管q8結電容充電，導致第八開關管q8兩端電壓超過管子耐壓而損壞。
在某些實施例，例如本實施例中，所述第二隔離雙向dc-dc變換電路與所述第一隔離雙向dc-dc變換電路結構相同。所述第二隔離雙向dc-dc變換電路包括第三變壓器t3、第十一開關管q11、第十二開關管q12以及第二鉗位電路；其中，所述第三變壓器t3初級繞組的異名端連接至所述輸出電容電路113中點，其同名端與所述第十一開關管q11串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路的輸出負，所述第三變壓器t3次級繞組的同名端連接至所述濾波電容c5中與第二變壓器t2次級繞組的同名端連接的一端，其異名端與第十二開關管q12串聯后連接至所述濾波電容c5中與所述第九開關管q9連接的一端，所述第二鉗位電路包括第十開關管q10以及第四電容c4，所述第十開關管q10與所述第四電容c4串聯后并聯至所述第三變壓器t3初級繞組兩端。
本實施例中雙向dc-dc變換電路12中的第一隔離雙向dc-dc變換電路的工作原理如下：當初級側控制開關即第八開關管q8開通時，第一電容c1放電，輸入電流從第一電容c1的一端流出，流經所述第二變壓器t2初級繞組異名端及同名端，此時該第二變壓器t2初級繞組側的感應電動勢為上正下負，再通過第八開關管q8流回第一電容c1的另一端，而該第二變壓器t2次級繞組側的感應電動勢為上負下正，第九開關管q9將處于截止狀態，所述第二變壓器t2次級繞組側電路不工作，該第二變壓器t2存儲能量，而所述第一鉗位電路中的第七開關管q7在所述第八開關管q8開通時處于截止狀態，即所述第一鉗位電路不工作。
當第八開關管q8關斷時，第二變壓器t2中存儲的能量被釋放到輸出側即其次級繞阻側。此時第二變壓器t2初級繞組側的感應電動勢為上負下正，其次級繞組側的感應電動勢為上正下負，電流從第二變壓器t2次級繞組的同名端流入，流經濾波電容c5、第九開關管q9及其異名端。
同時存儲在第二變壓器t2漏感的續流能量通過第七開關管q7自帶的二極管存儲到第三電容c3中，同步開通第七開關管q7，第三電容c3中吸收的能量通過所述第二變壓器t2釋放到負載以及存儲到漏感中，當漏感中的續流能量完全被第三電容c3吸收時，第二變壓器t2初級繞組側的電流下降到零，關斷第七開關管q7，此時，第三電容c3，第七開關管q7、漏感、第二變壓器t2初級繞組側這個回路斷開，而電感電流不能突變，電流通過漏感、第二變壓器t2初級繞組側、第一電容c1、第八開關管q8的體二極管，回到漏感，此時，開通第八開關管q8，q8實現zvs軟開關導通。
綜上可知，當第八開關管q8開通時，直流輸入電壓加到所述第二變壓器t2初級繞組，該第二變壓器t2存儲能量；當所述第八開關管q8關斷時，直流輸入電壓與所述第二變壓器t2初級繞組斷開，該第二變壓器t2在所述第八開關管q8開通期間所存儲的能量通過其次級繞阻可釋放給外接負載；且此時所述第一鉗位電路工作，吸收第八開關管q8關斷后漏感續流的能量，能量吸收完后可反向通過所述第二變壓器t2將能量釋放到外接負載以及存儲到漏感中，通過關斷第七開關管q7，然后漏感續流，實現第八開關管q8的zvs軟開關導通。。所述第二隔離雙向dc-dc變換電路的工作原理與所述第一隔離雙向dc-dc變換電路一致，在此不再贅述。
參照圖3，圖3展示了本發明高效隔離雙向ac-dc變換器10第二實施例的電路示意圖。本實施例與第一實施例的不同之處在于兩個所述隔離雙向dc-dc變換電路的具體電路結構與第一實施例中的隔離雙向dc-dc變換電路不同，第一實施例中的隔離雙向dc-dc變換電路采用的是反激式電路，而本實施例中的隔離雙向dc-dc變換電路采用的是正激式電路。
在某些實施例，例如本實施例中，所述第一隔離雙向dc-dc變換電路包括第四變壓器t4、第三電感l3、第十三開關管q13、第十四開關管q14、第十五開關管q15以及第一復位電路；其中，所述第四變壓器t4初級繞組的同名端與所述第十三開關管q13串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出正，其異名端與所述第十四開關管q14串聯后連接至所述輸出電容電路113中點，所述第四變壓器t4次級繞組的同名端連接所述第三電感l3的一端，該第三電感l3的另一端與所述第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的一端及濾波電容c5的一端連接，其異名端與第十五開關管q15串聯后與該第二隔離雙向dc-dc變換電路輸出側的另一端及濾波電容c5的另一端連接，所述第一復位電路包括第一二極管d1及第二二極管d2，所述第一二極管d1的陽極與所述第四變壓器t4初級繞組的異名端連接，其陰極連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出正，所述第二二極管d2的陰極與所述第四變壓器t4初級繞組的同名端連接，其陽極連接至所述輸出電容電路113中點。基于所述第一復位電路的設計，可在第四變壓器t4初級繞組側的兩個開關管關斷后，通過所述二極管吸收所述第四變壓器t4上的漏感能量，可避免漏感能量給開關管結電容充電，導致開關管兩端電壓超過管子耐壓而損壞。
在某些實施例，例如本實施例中，所述第二隔離雙向dc-dc變換電路包括第五變壓器t5、第四電感l4、第十六開關管q16、第十七開關管q17、第十八開關管q18以及第二復位電路；其中，所述第五變壓器t5初級繞組的同名端與所述第十六開關管q16串聯后連接至所述輸出電容電路113中點，其異名端與所述第十七開關管q17串聯后連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出負，所述第五變壓器t5次級繞組的同名端連接所述第四電感l4的一端，該第四電感l4的另一端連接至濾波電容c5中與所述第三電感l3連接的一端，其異名端與第十八開關管q18串聯后連接至濾波電容c5中與所述第十五開關管q15連接的一端，所述第二復位電路包括第三二極管d3及第四二極管d4，所述第三二極管d3的陽極與所述第五變壓器t5初級繞組的異名端連接，其陰極連接至所述輸出電容電路113中點，所述第四二極管d4的陰極與所述第五變壓器t5初級繞組的同名端連接，其陽極連接至所述雙向ac-dc變換電路11的輸出負。
本實施例中雙向dc-dc變換電路12中的第一隔離雙向dc-dc變換電路的工作原理如下：當第十三開關管q13及第十四開關管q14開通時，所述第一二極管d1及所述第二二極管d2均處于反向截止狀態，所述第一復位電路不工作；而輸入電流從第一電容c1的一端流出，流經第十三開關管q13、所述第四變壓器t4初級繞組同名端、異名端，此時該第四變壓器t4初級繞組側的感應電動勢為上正下負，再通過第十四開關管q14流回第一電容c1的另一端，而該第四變壓器t4次級繞組側的感應電動勢也為上正下負，電流從所述第四變壓器t4次級繞組的同名端流入，流經第三電感l3、濾波電容c5、第十五開關管q15及第四變壓器t4次級繞組的異名端。
當第十三開關管q13及第十四開關管q14關斷時，所述第一二極管d1及所述第二二極管d2均處于正向導通狀態，所述第一復位電路工作，此時存儲在第四變壓器t4漏感的續流能量需要泄放，其泄放時電流從所述第四變壓器t4初級繞組的異名端流出，流經第一二極管d1、第一電容c1，第二二極管d2以及其初級繞組的同名端，此時第四變壓器t4初級繞組側的感應電動勢為上負下正，該第四變壓器t4次級繞組側的感應電動勢也為上負下正，此時第十五開關管q15處于截止狀態，所述第四變壓器t4次級繞組側電路不工作。
綜上可知，當所述第十三開關管q13及第十四開關管q14開通時，第四變壓器t4初級繞組側的電流上升，且向次級繞組傳遞能量，第十五開關管q15導通，可向外接負載釋放能量；當所述第十三開關管q13及第十四開關管q14關斷時，直流輸入電壓與所述第四變壓器t4初級繞組斷開，此時所述第一復位電路工作，吸收兩個開關管關斷后漏感續流的能量，第四變壓器t4進行磁復位。所述第二隔離雙向dc-dc變換電路的工作原理與所述第一隔離雙向dc-dc變換電路一致，在此不再贅述。
如上所述，本發明的高效隔離雙向ac-dc變換器中雙向dc-dc變換電路的第一隔離雙向dc-dc變換電路和第二隔離雙向dc-dc變換電路的輸入側串聯、輸出側并聯連接，基于兩個隔離雙向dc-dc變換電路的連接設計，當能量正向流動時，所述第一、第二隔離雙向dc-dc變換電路均可獲得所述雙向ac-dc變換電路輸出的一半電壓，同樣的變壓器匝比下，可獲得更高的降壓比；而當能量反向流動時，即當所述第二連接端外接電源時，兩個隔離雙向dc-dc變換電路的輸出電壓可進行疊加，輸入的低電壓轉換為更高的輸出電壓，進而獲得更高的升壓比。
以上所述僅為本發明的優選實施例，而非對本發明做任何形式上的限制。本領域的技術人員可在上述實施例的基礎上施以各種等同的更改和改進，凡在權利要求范圍內所做的等同變化或修飾，均應落入本發明的保護范圍之內。