本發明涉及一種電流源，尤其是一種電流饋電型高功率脈沖電流源，屬于脈沖電流源的技術領域。
背景技術：
目前，常用的脈沖電流源按其外特性可以分為：鋸齒波、梯形波、三角波以及鋸齒波。脈沖電源對脈沖波形有著嚴格的要求，作為測試系統電源的脈沖電源不僅要保證脈沖電流的穩定輸出，而且要考慮脈沖的幅度、寬度、上升沿時間、下降沿時間以及重復頻率。半導體測試設備的電流源一般為矩形波，各項參數的調節范圍和精度是衡量一臺測試電源好壞的關鍵，而這些正是此類電源的設計難點。
如圖1所示，為現有脈沖電流產生的示意圖，脈沖電流源包括一次電源部分、儲能介質部分、功率壓縮放電部分以及負載傳輸部分，其中，一次電源部分、儲能介質部分構成低功率儲能，功率壓縮放電部分以及負載傳輸部分構成高功率輸出部分。一般地，儲能介質為電解電容和電感，為了避免對充電電容的沖擊，需要專門的隔離充電電路。功率壓縮放電部分是瞬間形成大電流的關鍵，功率壓縮放電部分需要放電電路來控制，常見的放電電路有：llc橋電路、正激電路、推挽電路等。
如圖2所示，為目前常用的全橋及同步整流電路的原理圖，其中，全橋電路控制方式分為對角導通和移相控制兩種。對角導通方式中，負反饋控制系統根據輸出電壓和參考電壓的誤差通過補償計算對pwm波的占空比進行調節，實現穩定輸出，所述方式只能是硬開關，在開關頻率較高的時候，損耗較大。移相控制可實現軟開關，通過在變壓器原邊串聯諧振電感，或者利用變壓器漏感和功率管兩端電容形成諧振，從而減小開關管電壓和電流的交疊，實現零電壓開通和關斷(zvs)，從而降低開關損耗。
變壓器副邊整流管一般情況下選用肖特基二極管，但是在大電流情況下，二極管上損耗較大。采用mosfet代替二極管，利用其通態電阻小的特點可以降低損耗。變壓器原邊對應的mos管q10、mos管q12導通時，變壓器副邊的mos管q6開通，而mos管q14關斷，變壓器在負半周期電壓整流輸出。同理，mos管q11、mos管q13導通時，mos管q14開通而mos管q15關斷，變壓器在正半周期電壓整流輸出。同時，利用mosfet自動均流的特性可以實現多路并聯增大輸出電流。
如圖3所示，為現有lcc諧振脈沖電流源的電路原理圖，lcc諧振式脈沖電流源為兩級結構，兩級分別有各自的負反饋穩壓電路，前級采用buck變換器，通過調節buck電路pwm波占空比來得到一個穩定的直流母線電壓，后級為工作在恒流模式下的lcc諧振半橋變換器，通過調節參考脈沖電壓，lcc諧振變換器輸出電流的幅度、脈沖寬度和重復頻率可調。該拓撲結構利用電感lr和電容cs、電容cm諧振，形成軟開關條件，在大功率輸出情況下，可以有效降低開關損耗，改善emi問題。但是該電路一般工作在變頻控制模式下，所以變壓器設計比較困難。由于屬于電壓饋電形式，所以在某些特殊情況下，如高溫重負載場合，會有橋臂共通的危險。
綜上，對于利用儲能介質釋放電路脈沖技術，主要存在如下的不足，具體包括：
1)、利用儲能原件放電是最傳統的方法，可以通過開關管來控制放電的時刻，這種方法的電路比較簡單，但是波形質量難以控制，電流脈沖的參數也不好調節。
2)、為了對輸出脈沖可調節，需要專門的放電電路，放電電路增加了系統的復雜度，失去了這種方法簡單的特點。
3)、為了避免對儲能原件的沖擊，需要專門的隔離充電電路，進一步增加了系統的復雜度。
4)、在輸出電流脈沖幅度很大的情況下，儲能原件體積也會變大，充電電路有限流電阻，進一步增加系統能耗。
對于直接斬波法輸出電流脈沖的技術，主要存在如下不足，具體包括：
1)、在低壓大電流的使用場合，直接斬波降壓壓差較大，所以器件耐壓要求高。
2)、耐壓越高的器件開關頻率低，不利于電源小型化，同時直接斬波的電源工作在硬開關狀態，電源效率難以保證，emi問題比較嚴重。
技術實現要素：
本發明的目的是克服現有技術中存在的不足，提供一種電流饋電型高功率脈沖電流源，其電路結構簡單，能有效減少電源體積，避免現有全橋電路直通的危險，改善開關管開關瞬間存在的問題，提高電源效率以及可靠性。
按照本發明提供的技術方案，所述電流饋電型高功率脈沖電流源，包括依次連接的輸入整流電路、有源功率因數校正電路以及buck電流饋電全橋單元，所述有源功率因數校正電路、buck電流饋電全橋單元還與控制單元連接；
輸入整流電路用于將外部的市電轉換為直流電，控制單元控制有源功率因數校正電路輸出所需穩定的電壓，控制單元采集buck電流饋電全橋單元的輸出電流，并根據所述輸出電流調整buck電流饋電全橋單元的buck電路pwm占空比，以使得buck電流饋電全橋單元輸出的電流脈沖能跟蹤控制單元的基準脈沖。
所述有源功率因數校正電路包括電感l1以及開關管q21，電感l1的一端與二極管d1的陰極端、二極管d3的陰極端、二極管d9的陽極端以及開關管q21的漏極端連接，二極管d1的陽極端與二極管d2的陰極端連接，二極管d3的陽極端與二極管d4的陰極端連接；
二極管d2的陽極端、二極管d4的陽極端與開關管q21的源極端以及電容c1的一端連接，電容c1的另一端與二極管d9的陰極端連接，開關管q21的柵極端與控制單元連接。
所述buck電流饋電全橋單元包括buck電路以及與所述buck電路連接的電流饋電全橋電路；
所述buck電路包括開關管q9、電感l2以及二極管d24，開關管q9的漏極端與有源功率因數校正電路的輸出端連接，開關管q9的源極端與電感l2的一端以及二極管d24的陰極端連接，開關管q9的柵極端與控制單元的輸出端連接；
電流饋電全橋電路包括開關管q1、開關管q2、開關管q3以及開關管q4，開關管q1的漏極端與電感l2的另一端、二極管d5的陰極端、開關管q4的漏極端以及二極管d8的陰極端連接；開關管q1的源極端與二極管d5的陽極端、開關管q2的漏極端、二極管d6的陰極端以及變壓器t1原邊線圈的一端連接；
開關管q2的源極端與二極管d6的陽極端、二極管d24的陽極端、開關管q3的源極端以及二極管d7的陽極端連接，開關管q3的漏極端與二極管d7的陰極端、電容cb的一端、開關管q4的源極端以及二極管d8的陽極端連接，電容cb的另一端與變壓器t1原邊線圈的另一端連接；
變壓器t1的副邊包括第一副邊線圈以及第二副邊線圈，第一副邊線圈的一端與開關管q5的漏極端連接，開關管q5的源極端與開關管q6的源極端、電容c2的一端、電容c3的一端、開關管q7的源極端以及開關管q8的源極端連接；開關管q6的漏極端與第一副邊線圈的另一端連接，電容c2的另一端與第一副邊線圈的中心抽頭、電容c3的另一端以及第二副邊線圈的中心抽頭連接；
開關管q7的漏極端與第二副邊線圈的一端連接，開關管q8的漏極端與第二副邊線圈的另一端連接。
還包括高端電壓箝位電路，所述高端電壓箝位電路包括二極管d9以及穩壓管z1，二極管d9的陰極端與開關管q9的漏極端連接，二極管d9的陽極端與穩壓管z1的陽極端連接，穩壓管z1的陰極端與開關管q1的漏極端、二極管d5的陰極端、開關管q4的漏極端以及二極管d8的陰極端連接。
所述控制單元包括dsp。
本發明的優點：對buck電流饋電全橋單元的輸出電流進行采樣，即形成電流饋電拓撲；控制單元根據采樣的輸出電流調節buck電路的buck電路pwm占空比，使得buck電流饋電全橋單元輸出的電流脈沖能跟蹤控制單元的基準脈沖；在采用電流饋電拓撲時，能有效克服了傳統電壓饋電拓撲的缺點。在buck電路中省去了輸出電容，在電流饋電全橋電路中省去了電感，簡化了電路，使得電源體積大大減小。同時，電流饋電全橋電路中，允許同一橋臂的兩個開關管的重疊導通，避免了傳統全橋電路直通的危險、改善了開關管開關瞬間存在的問題，提高了電源效率和可靠性。
附圖說明
圖1為現有脈沖電流產生的電路框圖。
圖2為現有全橋及同步整流電路的電路原理圖。
圖3為現有lcc諧振式脈沖電流源的電路原理圖。
圖4為本發明的電路框圖。
圖5為本發明輸入整流電路與有源功率因數校正配合的電路原理圖。
圖6為本發明buck電流饋電全橋單元與控制單元配合的電路原理圖。
圖7為本發明對開關管q9的控制時序圖。
圖8為本發明電流饋電全橋電路的時序圖。
具體實施方式
下面結合具體附圖和實施例對本發明作進一步說明。
如圖4所示：為了能提高電源效率以及可靠性，本發明包括依次連接的輸入整流電路、有源功率因數校正電路以及buck電流饋電全橋單元，所述有源功率因數校正電路、buck電流饋電全橋單元還與控制單元連接；
輸入整流電路用于將外部的市電轉換為直流電，控制單元控制有源功率因數校正電路輸出所需穩定的電壓，控制單元采集buck電流饋電全橋單元的輸出電流，并根據所述輸出電流調整buck電流饋電全橋單元的buck電路pwm占空比，以使得buck電流饋電全橋單元輸出的電流脈沖能跟蹤控制單元的基準脈沖。
具體地，輸入整流電路用于將外部輸入的220v交流電轉換為直流電，控制單元控制有源功率因數校正電路輸出所需穩定的電壓，從而能改善buck電流饋電全橋單元的輸入電流波形，提高整個電流源的功率因數，降低電流源對電網的干擾，改善脈沖電流源的emc特性。控制單元采用dsp芯片，實現了單芯片純數字控制，當然，具體實施時，控制單元還可以采用其他常用的芯片類型，具體可以根據需要進行選擇，此處不再贅述。
當buck電流饋電全橋單元為負載rl供電并輸出電流時，控制單元采集buck電流饋電全橋單元的輸出電流，并根據所述輸出電流調整buck電流饋電全橋單元的buck電路pwm占空比，以使得buck電流饋電全橋單元輸出的電流脈沖能跟蹤控制單元的基準脈沖，即使得buck電流饋電全橋環境輸出穩定的脈沖電流。
如圖5所示，所述有源功率因數校正電路包括電感l1以及開關管q21，電感l1的一端與二極管d1的陰極端、二極管d3的陰極端、二極管d9的陽極端以及開關管q21的漏極端連接，二極管d1的陽極端與二極管d2的陰極端連接，二極管d3的陽極端與二極管d4的陰極端連接；
二極管d2的陽極端、二極管d4的陽極端與開關管q21的源極端以及電容c1的一端連接，電容c1的另一端與二極管d9的陰極端連接，開關管q21的柵極端與控制單元連接。
本發明實施例中，二極管d1、二極管d2、二極管d3以及二極管d4構成了輸入整流電路，整流后的直流電存儲在電感l1中，當然，輸入整流電路還可以采用其他常用的形式，具體可以根據需要進行選擇，只要能實現將交流電轉換為直流電即可，二極管d1、二極管d2、二極管d3以及二極管d4構成輸入整流電路具體的整流過程為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。
開關管q21可以采用mos管，開關管q21的導通狀態受控制單元控制，且控制單元采用pwm方式控制開關管q21的導通狀態；具體地，控制單元采集電容c1上的電壓，并將電容c1上的電壓與控制單元內預設電壓比較，當電容c1上的電壓高于預設電壓時，控制單元減少開關管q21的pwm波脈寬，以降低電容c1上的電壓；當電容c1上的電壓低于預設電壓時，控制單元增加開關管q21的pwm波脈寬，以增加電容c1上的電壓，即控制單元使得電容c1上的電壓與預設電壓接近或一致，以為buck電路饋電全橋單元提供穩定的電壓。
開關管q21導通時，電流流過電感線圈l1，電感線圈l1處于未飽和狀態時，電感l1開始以磁能的形式儲存電能，電容c1放電提供能量。開關管q21截止時，電感l1給電容c1供電，通過所述有源功率因數校正電路能使得功率因數達到95％以上。
如圖6所示，所述buck電流饋電全橋單元包括buck電路以及與所述buck電路連接的電流饋電全橋電路；
所述buck電路包括開關管q9、電感l2以及二極管d24，開關管q9的漏極端與有源功率因數校正電路的輸出端連接，開關管q9的源極端與電感l2的一端以及二極管d24的陰極端連接，開關管q9的柵極端與控制單元的輸出端連接；
電流饋電全橋電路包括開關管q1、開關管q2、開關管q3以及開關管q4，開關管q1的漏極端與電感l2的另一端、二極管d5的陰極端、開關管q4的漏極端以及二極管d8的陰極端連接；開關管q1的源極端與二極管d5的陽極端、開關管q2的漏極端、二極管d6的陰極端以及變壓器t1原邊線圈的一端連接；
開關管q2的源極端與二極管d6的陽極端、二極管d24的陽極端、開關管q3的源極端以及二極管d7的陽極端連接，開關管q3的漏極端與二極管d7的陰極端、電容cb的一端、開關管q4的源極端以及二極管d8的陽極端連接，電容cb的另一端與變壓器t1原邊線圈的另一端連接；
變壓器t1的副邊包括第一副邊線圈以及第二副邊線圈，第一副邊線圈的一端與開關管q5的漏極端連接，開關管q5的源極端與開關管q6的源極端、電容c2的一端、電容c3的一端、開關管q7的源極端以及開關管q8的源極端連接；開關管q6的漏極端與第一副邊線圈的另一端連接，電容c2的另一端與第一副邊線圈的中心抽頭、電容c3的另一端以及第二副邊線圈的中心抽頭連接；
開關管q7的漏極端與第二副邊線圈的一端連接，開關管q8的漏極端與第二副邊線圈的另一端連接。
具體實施時，還包括高端電壓箝位電路，所述高端電壓箝位電路包括二極管d9以及穩壓管z1，二極管d9的陰極端與開關管q9的漏極端連接，二極管d9的陽極端與穩壓管z1的陽極端連接，穩壓管z1的陰極端與開關管q1的漏極端、二極管d5的陰極端、開關管q4的漏極端以及二極管d8的陰極端連接。
本發明實施例中，開關管q1～開關管q9可以采用mos管，其中，開關管q1、開關管q2、開關管q3以及開關管q4構成全橋電路，所述全橋電路采用對角導通的方式，即開關管q1與開關管q3同步導通，開關管q2與開關管q4同步導通，開關管q5、開關管q6、開關管q7以及開關管q8用于輸出整流，當開關管q1與開關管q3同步導通時，開關管q6、開關管q8導通整流，而當開關管q2與開關管q4同步導通時，開關管q5、開關管q7導通整流，具體時序如圖8所示。具體實施時，開關管q1～開關管q8驅動時序都是固定的，占空比不變，也即是處于開環模式。
具體使用時，負載rl與電容c2以及電容c3并聯，以為負載rl提供穩定的電流。對圖8所示的時序中，開關管q1以及開關管q3先導通并維持導通狀態，開關管q2以及開關管q4與開關管q1、開關管q3具有重疊導通時間td，當開關管q1、開關管q2、開關管q3以及開關管q4均處于導通狀態時，電感l2的輸出端短路(電感l2的輸出端具體是指電感l2與開關管q1、開關管q4對應連接的端部)，由于電感l2阻抗較大，電壓v1會立即下降到零，又由于電感l1的電感量大，所以電流能保持恒定。
當開關管q2、開關管q4導通并在重疊導通時間td內時，流過開關管q2、開關管q4的電流開始上升，而流過開關管q1、開關管q3的電流下降。由于開關管q2、開關管q4是在對應兩端電壓均為零的情況下電流上升，因此，開關管q2、開關管q4的開通階段不產生導通損耗。
開關管q2、開關管q4導通并持續時間td后，開關管q1、開關管q3關斷，此時電壓v1也為零，因此，實現了零電壓關斷，不產生關斷損耗。此外，在開關管q1以及開關管q3導通時，變壓器t1的漏感能存儲能量，在開關管q2、開關管q4導通并持續時間td時，電壓v1始終為0，因此，隨著變壓器t1原邊線圈兩端電壓的下降，變壓器t1的漏感電壓會反向維持電流，即變壓器t1漏感存儲的能量會對負載rl供電，提高了電源轉換的效率。
在對負載rl提供穩定地電流時，控制單元采集流過負載rl的電流，即形成電流饋電的結構形式，對于處于同一橋臂的開關管，如開關管q1與開關管q2、開關管q3與開關管q4允許重疊導通，且同一橋臂的開關管導通時，由于電感l2呈高阻抗狀態，由開關管q1～開關管q4構成全橋電路的節點電壓均降為零，即通過電感l2的高阻抗，使得全橋電路的供電母線成為恒流源，即變壓器t1的原邊的供電形成恒流源。
如圖6和圖7所示，控制單元內包括誤差放大器以及脈寬調制器，當對負載rl提供穩定地電流時，采樣的輸出電流輸入到誤差放大器內，即形成電流反饋。控制單元將采樣的輸出電流與基準脈沖比較，并根據比較結果調整buck電路的buck電路pwm占空比，即調節開關管q9的導通狀態。圖7中，vp為電流的基準脈沖，vg為對驅動開關管q9的脈沖波形，vs的占空比由反饋環路確定，然后用電流基準vp對vs斬波即可到得到vg。在通過對基準脈沖vp的設置，能調節輸出電流的參數，輸出電流的可調參數包括電流脈沖寬度、重復頻率以及幅度，具體輸出電流的調整可以根據需要進行選擇，具體為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。
當通過調節buck電路pwm占空比時，能調節電流饋電全橋電路的輸入電壓，即通過調整全橋母線電壓來得到穩定的輸出脈沖電流。根據輸出電流與基準脈沖比較，并調節buck電路pwm占空比的過程可以采用本技術領域常用的技術手段實現，具體為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。本發明實施例中，只有對輸出電流采樣的一個反饋環路，簡化了控制電路，而且電流響應速度快，對于負載任何的變化和擾動，反饋環路能在幾個開關周期內得到補償。
由圖6可知，在buck電路中省去了buck電路的輸出電容；且在電流饋電全橋電路中省去了輸出電感，因此，能有效縮小了電源體積。同時，電流饋電全橋電路中變壓器t1的副邊沒有電感，不會出現由于電感電流不連續而造成輸出電壓劇烈變化的情況。電流饋電全橋電路中的開關管工作于開環模式，輸出電流采樣經過控制單元處理后與buck環節形成閉環。
本發明對buck電流饋電全橋單元的輸出電流進行采樣，即形成電流饋電拓撲；控制單元根據采樣的輸出電流調節buck電路的buck電路pwm占空比，使得buck電流饋電全橋單元輸出的電流脈沖能跟蹤控制單元的基準脈沖；在采用電流饋電拓撲時，能有效克服了傳統電壓饋電拓撲的缺點。在buck電路中省去了輸出電容，在電流饋電全橋電路中省去了電感，簡化了電路，使得電源體積大大減小。同時，電流饋電全橋電路中，允許同一橋臂的兩個開關管的重疊導通，避免了傳統全橋電路直通的危險、改善了開關管開關瞬間存在的問題，提高了電源效率和可靠性。